Aktiven Tastkopf selber bauen (fertig zum Nachbauen)

[Besserwessi]

Es gibt eigentlich keinen Grund wieso ein Fet Eingangsstufe nur 0,5 V linear verarbeiten kann. Wenn der Widerstand nicht zu kleine ist, dann sollten wesentlich mehr als 1 V gehen.

[PICture]

Der Widerstand ist so klein ausgefallen, um die negative Spannung -0,5 V auf der Gate (G) gegen Source (S) des FETs laut Datenblatt in der Mitte des Linearbereiches festzulegen. Bei Änderung des Widerstandes und somit der S Spannung wird der lineare Bereich der DC Eingangsspannungen aus der Mitte verschoben und damit verkleinert. Man muss davon ausgehen, das die Gatespannung ohne Eingangssignal 0 V ist.

Ich habe schon Datenblätter von einigen leicht erhältlichen (Reichelt, Pollin, usw) HF FETs und MOSFEts angeschaut und bisher nichts besseres gefunden. Für AC Eingangsignale hat man bei der Auswahl des DC Arbeitspunktes volle Freicheit. Vielleicht werde ich mal in dem HF Tastkopf noch den FET mit einem MOSFET mit zwei Gatter (z.B BF1009S von Pollin) ersetzen, weil mit der Änderung der Spannung auf der G2 kann man schön in grossem Bereich den Übertragungsfaktor ändern, was einen Eingangsteiler eliminiert. Und die Eingangskapazität der G1 sollte nur um ca. 1 pF höher als beim BF245A sein, was ich noch akzeptieren kann. Bei einem MOSFET müsste man natürlich ESD beachten , was wahrscheinlich die Eingangskapazität unakzeptabel erhöhen würde.

MfG

[PICture]

Hallo!

Als nächstes habe ich mich mit der Temperaturstabilität der Ausgangstufe beschäftigt, die so wie im Code skizziert ist, verwendet wird. Nach dem Einschalten des Netzteils habe ich abgewartet bis die Ausgangspannung stabil wurde.

Danach habe ich die Ausgangspannung auf 0 bei Zimmertemperatur 19°C eingestelt und mit einem Föhn die Schaltung bis 47 °C erwärmt. Bei dieser Temperatur war Uo = -170 mV, also ziemlich viel (TK=-6 mV/K).

Auf den ersten Blick zieht man das fürs Anwachsen der negativer Spannung Uo der T5 verantwortlich ist, da die Ube Strecken von T2 und T3 sollten sich fast kompensieren. Als erstes habe ich Rk4=0, Rk5=0 angenommen und als Rk6 einen Trimmpoti 100 Ohm eingelötet und abgewartet bis Uo auf 0 V zurückkommt. Weiter habe ich dann Uo = -170 mV eingestellt und mit dem Rk6 die Uo auf 0 gebracht.

Anschlissend habe ich den Rk6 gemessen (Rk6 = 5,0 Ohm) und eingelötet. Nach der wiederholter gleicher Erwärmung der Platine war Uo = -100 mV (TK=-3,5 mV/K). Was ich mir vorgenommen habe (0,3 % = 3 mV) sind es lange noch nicht. So wie es aussieht, muß man jeden Transistor der Endstufe einzeln mit Rk4, Rk5 und Rk6 kompensieren und das wegen Trägheit der Wärmeprozessen noch ziemlich lange dauern wird.

Ich habe das einfachste probiert, aber dabei nicht viel Glück gehabt. Dann muss ich dafür leider mehr Zeit opfern und wahrscheinlich das ganze, wegen Bauteilen die noch dazu kommen, auf einer Testplatine machen. Es ist natürlich nicht sicher ob man ohne zu großen Aufwand die vorgenommene 0,3 % überhaupt erreichen könnte.

MfG

                         +---------------+----+--------o +3V
                         |               |    |
                         |               |   ---C6
     GND                .-.              |   ---µ1
     ===             R7 | |  Ck5||       |    |
      |              330| | +---||---+   |   ===
      +---+             '-' |   ||   |   |   GND
      |   |   Ck4||      |  |  ___   | |/
      |  --- +---||--+   +--+-|___|--+-| T5
      |  --- |   ||  |   |     Rk5     |>                       Oszi
     .-.  |  |  ___  | |/                |  ___     ___
     | |<-+--+-|___|-+-| T4              +-(___(- -(___(------+--(o)
     | |        Rk4    |>      Rk6       |     |         A    |   -
     '-'                 |     ___     |/     ===        |   .-.  |
      |                  +--+-|___|-+--| T6   GND        |   | | ===
      |                  |  |       |  |>              Uo|R10| | GND
      |                  |  |   ||  |    |               | 51'-'
      |                 .-. +---||--+   .-.  ===         |    |
      |              R8 | |  Ck6||    R9| |   |         ===  ===
      |              120| |           20| |  ---C8      GND  GND
      |                 '-'             '-'  ---µ1
      |                  |               |    |
      +------------------+---------------+----+--------o -3V

                          T4...T6 = BFR91A

[Besserwessi]

Gerade für die Temperaturdirft ist die Simulation eine gute hilfe. Uber die das Simulations Commando DC sweep kann man ganz einfach die Temperaturabhängigkeit berechnen. Zur Kompensation könnte man an passenden Stellen Dioden einbauen um einen Temperaturabhängigen Spannungsabfall zu kriegen. Man sollte dabei eventuell auch die ganze Schaltung zusammen betrachten, denn die Drift der Stufen kann sich auch kompensieren. Eine bequeme Methode für gut DC Stabilität ist es den DC Teil unabhängig von einem Operationsverstärker regeln zu lassen. Dann sind auch Werte von deutlich unter 1 mV Drift möglich.

[PICture]

Hallo Besserwessi,

mit der Simulation, wenn man sie so gut wie du beherrscht, kann man sicher viel machen. Ich habe aber jetzt keine Zeit (sprich Lust) mich mit dem kennenlernen des Programms zu beschäftigen.

Einige Varianten der Kompensation sind sehr effektiv, lassen sich aber wegen Parameter der Schaltung nicht anwenden, und in der Simulation geht alles, obwohl in der Praxis leider nicht. Deswegen bleibe ich bei der Praxis, die mir schon immer lieber war.

Wie weit bist Du mit deinem Basteln?

MfG

[Besserwessi]

Ich bin mit dem Aufbau nicht gerade weit gekommen. Der Bastelraum ist einfach zu kalt und die Überlegungen gehen für mich immer mehr in Richtung 2 Fets am Eingang und dann ein MAX4012 als Verstärker x 2, eventuell auch mit Verstärkung 4. das geht dann zwar nur bis etwa 50 MHz bzw. 25 MHz, aber mir würde das gerade noch reichen. Dafür sollte das DC mäßig gut sein, und auch der Aussteuerungsbereich stimmt.

[PICture]

Ich bin wirklich gespannt ob die ICs echt so gut sind. Ich warte mit den ICs ab, um aus deiner Erfahrung etwas neues lernen.

Ich denke, dass es für Ku = 2 der MAX4012 schlecht geht, weil er nur für Ku = 1 frequenzkompensiert ist. Besser wäre der MAX4224 (für Ku = 2 ) oder MAX4113 (für Ku = 1 bis 8 ).

Ich habe mir schon alle Datenblätter angeschaut und mich trotzdem zum diskreten Aufbau enschieden.

MfG

[Besserwessi]

Das mit der kompensation der OPs sehe ich nicht so kritisch. Die Angegebene Verstärkung für die Kompensation ist der Mindestwert. Bei mehr Verstärkung hat man etwas mehr Stabilitätsreserve und muß dafür halt auf etwas Bandbreite verzichten, die man mit einem OP der für höhere Verstärkung kompensiert ist kriegen könnte.
Da ich keine richtig schnellen Transistoren da habe, muß ich für den Aufbau ohnehin bestellen.

[PICture]

Die thermische Drift der Schaltung scheint mir jetzt das schwierigste Problem zu sein.

Schaltungen mit direkter Kopplung (DC) werden meistens symmetrisch gebaut und sind daher ziemlich leicht zu kompensieren. Hier kann ich leider, wegen möglichst kleinen Abmessungen des Tastkopfes, keine derartige komplizierte Schaltung verwenden.

Ich werde jetzt noch einen Versuch machen, und wenn es nicht gelingen sollte, werde ich die Ausgangstufe mit TK = ca. 6mV/K akzeptieren müssen. Eigentlich bei grösseren Temperaturänderungen, die meistens sehr langsam verlaufen, könnte man ab und zu die Position der Nulllinie auf dem Oszi korriegieren.

MfG

[Besserwessi]

Eine der vorherigen Schaltungen war ähnlich einem Differenzverstärker aufgebaut. Da sollte es relativ einfach sein die Drift zu kompensieren. Zur Not halt ein paar Dioden an die Refferenzseite.