Aktiven Tastkopf selber bauen (fertig zum Nachbauen)

[Besserwessi]

So wie ich die Endstufe jetzt sehe könnte die Endstufe tatsächlich so arbeiten, aber wohl eher nur bei eher niedrigen Frequenzen. Schon in Audiobereich gilt aber eine reine Klasse B Endstufe als problematisch.
ICh Hatte die Endstufe immer als Klasse A Endstufe gesehn: So das sich der Strom durch den einen Transistor um den gleichen Betrag erhöht, wie sich der Strom durch den anderen Transistor erniedrigt. Die Grenzen der Aussteuerung wären dann erreicht, wenn einer der Ströme null wird. Die Positive Halbwelle kann dabei noch weiter gehen, die negative nicht so ohne weiteres, da kann es zu einem kleine Knick in der Kruve kommen weil die Verstärkung dann anders bestimmt wird.
So wie im Plan gezeichent ist die Endstufe nach Klasse B und für hohe Aussteuerung, so ich es immer gedacht hatte als mehr als Klasse A und für etwas kleinere Amplituden, dafür aber mit weniger Verzerrungen und wohl auch schneller.

[PICture]

Heute schaffe ich es leider nicht mehr, aber morgen werde ich die Ausgangstufe aufbauen und bei verschiedenen Ruheströmen (Klassen) prüfen. Sie ist wegen niedriger Bauteilmenge durch die Bedingung R6/R7=R11/R9 ziemlich schwer wie gewünscht zu kriegen.

Ich denke, sie soll auch in A klasse gut arbeiten, aber das werden erst praktische Messungen zeigen wofür sie sich eignet. Ich habe es nochmal genauer berechnet und ich komme bei Versorgungsspannungen +/-4 V auf Verstärkung 2,5 (R6=300, R7=120, R8=R9=20). Dann muß ich den Rest um ca. 4,4 zu erreichen mit verkleinern des R4 realisieren.

Anstatt den Dioden D1 und D2 im Emitterkreis des T2 würde ich wahrscheinlich einen einstellbaren Spannungsregler mit TL431 oder einem Transistor einbauen müssen. Ich vermute nähmlich, dass der stromabhängige Spannungsabfall auf den Dioden bei DC zu groß varieren wird. Das hätte auch den Vorteil, dass man durch Einstellen der Spannung auch den DC Offset schön ändern und die Diode D3 weg lassen könnte. Ausserdem wird es sicher stabiler mit der Temperatur und wird die Verstärkung des T2 nicht beeinflüssen.

Ich möchte jetzt jede Stufe vom Ausgang aufbauen und testen, weil in der gesamter Schaltung es viel schweriger ist den Verursacher z.B. des Temperaturdriftes zu finden.

MfG

[Besserwessi]

Zumindest grob läßt sich die Temperaturdrift mit LTCad schon mal vorab rechenen. Allerdings kenne ich nur die Version mit einer einheitlichen Temperatur. Bei ausgefeilteren Simulationen kann man wohl sogar den Effekt der Eigenerwärmung mit rechnen. Eventuell könnte die eine oder andere Diode für die Temperaturstbilität sogar helfen.

[Manf]

Vielleicht lohnt es sich dann zur Temperaturkompensation in den Source- Zweig des Eingangsfets eine Stromquelle einzubauen.
Die Stromquelle wird durch einen gleichen Fet (sel.) bei gleicher Temperatur realisiert (bei Hameg sogar 1/2 Doppeltransistor).

Er hat der bei dem eingesetzen Sourcewiderstand Rs (R133 = 332 Ohm) eine Gate-Source Spannung, die geauso groß ist wie der Spannungsabfall an Rs.
Die Gate Source Spannung des Eingangsfets kann so mit einem gleichen Widerstand am Source (R132 = 332 Ohm) kompensiert werden. Das gilt dann sogar auch für den Temperaturbereich über den die Fets gleich sind.

Die Schaltung ist in der Eingangsstufe einiger Hameg Oszilloskope (auch HM604) drin bei dem das Schaltbild im Handbuch abgeblidet ist.
http://www.hameg.com/manuals.0.html?&L=1
Handbücher HM604 deutsch

Ein weiterer Vorteil des vergrößerten Arbeitswiderstands im Source Zweig ist, dass die Eingangsstufe nicht ganz so viel Amplitude verliert wie mit einem passiven Arbeitswiderstand der kleiner ist als 1/S. Sie ist dann zwar mit -Ub verbunden, aber eben nur beim geringen Strom der Eingangsstufe (<5mA).

[PICture]

Leider bin ich mit dem Testen der Ausgangstufe noch nicht fertig, habe sie erst zusammengelötet. Die vorstehende Prüfungen sollten die Temperaturstabilität dann zeigen. Ich weiss eben nicht wie man den FET und die Ausgangstufe, ohne sie ziemlich stark zu komplizieren, thermisch kompensieren könnte. Aber wegen geringer Abschwächung/Verstärkung sollte es nicht tragisch sein. In der neuster Version (siehe Code) sollte zumindest der Verstärker mit T3 thermisch stabil sein.

@ Manf

Vielen Dank für deinen Vorschlag. Du hast natürlich recht und die Sache ist mir klar (siehe den Code im erstem Beitrag), ich möchte aber zuerst das einfache prüfen. Jede Schaltung könnte man wegen Verbesserungen immer ausbauen, wenn auf der Platine noch Platz übrig bleibt.

MfG

                       +--+---+-------+-------+---+----+--+-----o +4V
   T1 = BF245A         |  |   |     / |   10mAX   X20mA|
                    C5--- |    \|  /\.-.      |   |   ---C6
   T2 = BC547       µ1--- |  T2 |--+>|\|     .-.  |   ---µ1
                       |  |    <|  | | |\    | |  |    |
   T3 = BF324         === |   |   .-.'-'P1   | |  |   ===
                      GND |   | R6|*| |10k R7'-'  |   GND
   T4...T6 = BFR91A       |5mAX   | |===   300| |/
                          |   |   '-'GND      +-| T5
      AC                  |  .-.   |   / AC   | |>
       /                  |  |*|R4 +-o/ o     |   |
   +-o/ o-+               |  | |180     |DC   |  .-.
   |  DC  |               |  '-'       ===    |  | |R9
   |      | 1:1         |-+   | || C4? GND  |/   | |20
   |  ||  |    o-o      |  T1 +-||-+      +-| T4 '-'        RG174  Oszi
 <-+--||--+--o-- --o-+->|-+   | || |      | |>    |  ___     ___     -
      ||       o o   |    | |<    ===     |   |   +-(___(- -(___(-+-(o)
    C1 µ33 10:1| |   |    +-| T3  GND     |   |   |     |         |  -
           +---+ |   |    | |\            |   | |/     ===       .-. |
           |\  | |  .-.  .-.  |           |   +-| T6   GND    R11| |===
           |/\.-.|  | |  |*|  +-----------+   | |>            51 | |GND
       C2 --- | ||  | |  | |  |   GND         |   |   GND        '-'
       ?* --- | ||R2'-'R3'-' .-.  ===        .-. .-.  ===         |
     /   / |R1'-'|10k| 200|  | |   |         | | | |   |         ===
    /\||   |91k| |  ===  === | |  ---C7      | | | |  ---C8      GND
    +-||---+---+-+  GND  GND '-'R5---µ1    R8'-' '-'20---µ1
    | ||\                     |300 |       120|   |R10 |
   ===  C3 ?*                 +----+----------+---+----+--------o -4V
   GND

[Manf]

Die Schaltung im ersten Beitrag habe ich auch gesehen, so einfach ist der Faktor 2-3 in der Schaltung kaum zurückzugewinnen.
Ein BF245 B zusammen mit größerem passiven Widerstand wie er vergleichsweise in einfacheren Hameg Typen drin ist wäre eine etwas einfachere Alternative.
Ich wollte hier nur auch auf die mögliche Kombination von DC-Kompensation und Temperaturkompensation hinweisen.
Ich verfolge die Diskussion, die ich sehr spannend finde, in jedem Fall weiter.

[PICture]

Ich fange mit dem Ausgang an und bis ich zum Eingang komme, wird noch ein bischen dauern. Es ist also gar nicht gesagt, dass die skizzierte Schaltung am Ende, genauso aussehen würde. Das wäre aber toll!

MfG

[PICture]

Ich habe nur wichtigste Parameter der Ausgangstufe mit ca. 1 kHz Dreieck getestet. Um mir das einfacher zu machen, habe ich nur die Versorgungspannungen und nicht die Werte den Widerständen geändert.

Dabei habe ich festgestellt, dass sie ab ca. 5 mA Ruhestrom (also AB Klasse) linear arbeitet und man kann den Ruhestrom auf z.B. 10 mA senken. Ausserdem die Entfernung (kurzschliessen) des R8 verbessert die Linearität der positiver Halbwelle für große Signale. Bei Versorgung mit +/- 4V der erreichbare Hub ohne Oszillationen ist um 5V, aber nicht symetrisch gegen GND (+3/-2 V), weil für Spannungen über 2 V treten bei den Spitzen Oszillationen auf (zuerst bei negativer und bei größerer Amplitude bei positiver Halbwelle), da die HF Verstärkung der Transistoren sich für großeren Kollektorstrom vergrößert. Um es symmetrisch zu haben, müsste man vielleicht Klasse A oder kleinere Verstärkung anwenden.

Sogar bei diesem Hub bleiben die Ausgangtransistoren kalt. Ganz am Anfang habe ich vergessen die Abblockkondensatoren an Versorgungsspannungen einzulöten und die Ausgangstufe hat mit ca. 10 MHz oszilliert, was bedeutet das sie auch genug breitbändig seien sollte.

Deswegen habe ich entschieden, dass sie ohne Änderungen (ausser Entfernung des R8 ) auf der Platine des Tastkopfes bleibt und erst später, wenn der Tastkopf schon fertig wird, teste ich das ganze noch mit HF.

Ich habe noch mal über Temperaturstabilisierung der FET Eingangstufe nachgedacht und zum Ergebnis gekommen, dass sie wegen niedriger gesamter Verstärkung des Tastkopfes (um 5) überhaupt nicht notwendig ist. Ein Oszilloskop hat schätzungsweise eine Gesamtverstärkung in der Y-Achse um 1000 und eine thermische Drift 1 mV am Eingang des Verstärkers bei 5 mV/DIV ohne Kompensation wird schon deutlich sichtbar sein.

MfG

[Besserwessi]

Ganz so trivial ist das mit der temperaturdrift nicht. Bei einer der Simulierten Schaltungen hatte ich z.B. einen Temperaturkoeffizienten von etwa 15 mV/ K am Ausgang, bei einer gesamt Verstärkung von 4.
Das ist schon deutlich schlechter als das Oszilloskop, und kann sogar schon richtg stören, denn in dem eher kleinen gehäuse sind 20 Grad Temperaturerhöhung durchaus drin, das wären dann 300 mV am Ausgang.

[PICture]

Hallo Besserwessi,

ich sehe das ein bißchen optimistischer, als du.

Bei üblichen diskreten Schaltungen mit Transistoren, Dioden usw. den größten Temperaturkoeffizient (TK) haben die Halbleiter (um -2,2 mV/K = -2200 ppm/K) was bei Erhöhung um 25°C etwa -55 mV ergibt. Höchstens diese Spannung könnte dann am Ausgang erscheinen, weil der Übertragunsfaktor des gesamten Tastkopfes ohne Eingangsteiler 1:1 betragen sollte. Bei der typischer Einstellung des Oszis für digitale Signale 1 V/DIV sind es ungefähr 5 %.

Ich werde mit dem Tastkopf sehr zufrieden, wenn am Ende die gesamte thermische Drift von ca. 1% sich erreichen lässt. Weil die Schaltung aus drei Stufen besteht, würde in jeder Stufe ca. 0,3 % benötigt. Da der Tastkopf nur in inneren Räumen benutzt wird, muß man die thermische stabilität nur im Temperraturbereich von ca. 20 bis 50 °C streben. Es könnte natürlich sein, dass die thermische Driften der einzelnen Stufen unterschiedliche Richtungen der Änderungen hätten und sich somit teilweise selbst kompensieren würden. Deswegen muß über die gesamte Kompensierung noch am Ende bei der fertiger Schaltung nachgedacht werden.

Wenn die Praxis zeigen wird, dass die Temperaturdrift der Eingangstufe mit FET wirklich so groß und störend ist, werde ich sie selbstverständlich kompensieren.

Ich habe erfolglos versucht durch Änderung der Widerstände in der Ausgangstufe möglichst hoche Amplitude zu erreichen. Leider ist die Grenze des Kollektorstroms von 40 mA (was für 2 V auf 50 Ohm nötig ist) bei den BFR91A nicht zu überschreiten. Wahrscheinlich bei dem Strom ist die Phasenverschiebung gleich 180° und die Ausgangstufe fängt mit ca. 60 MHz zu oszillieren an. Seriell mit dem Koaxkabel geschalteter Abschlußwiderstand 51 Ohm bringt auch nichts.

Weil die FET Eingangstufe nur Spanungen im Bereich +/-0,5 V linear übertragen kann, ist sowieso am Ausgang nur ein Hub von 1V nötig. Es ist bei solcher Eingangstufe keine Verschiebung des 0 Pegels notwendig und der AC/DC Umschalter sich vereinfacht. Die Versorgungsspannungen konnten deswegen auf +/- 3V gesenkt werden.

Der Tastkopf wird in der Stellung 1:1 einen Bereich von +/-0,5 V und in der Stellung 10:1 einen Bereich von +/- 5 V haben. Ich würde lieber den Teiler am Eingang auf 2:1 und 20:1 ändern, um die entsprechende Bereiche auf +/-1 V und +/- 10 V zu erweitern, da der Bereich +/-5 V für digitale Signale ich zu knapp finde. Das sollte auch ermöglichen, die durch den Einganssteiler-Umschalter ehöhte Eingangskapazität, beinahe zu halbieren.

MfG